1. Цель работы: изучить принцип действия и работу симметричного мультивибратора, ознакомиться с другими импульсными устройствами.
2. Теоретические сведения: мультивибратором называется устройство, которое может находиться одновременно в двух устойчивых состояниях. Схема мультивибратора состоит из двух каскадов выход одного соединяется со входом другого с помощью RC цепи. Схема может работать в автоколебательном режиме и ждущем.
3. Цель работы: изучение параметров и характеристик операционных усилителей (ОУ), освоение методов определения их основных параметров и построения электронных схем на основе применения ОУ.
4. Цель работы: ознакомление с основными параметрами, характеристиками и схемами функциональных устройств, реализующих элементарные логические функции.
5. Логические элементы и таблицы истинности для них:
Скачать:
(cкачиваний: 910)
Продолжение:
1. Цель работы
: ознакомление с работой триггеров.
2. Виды и принципы работы триггеров:
Триггерами называют устройства, имеющие два устойчивых
состояния, у которых переход из одного состояния в другое
происходит вследствие регенеративного процесса.
Под регенеративным процессом обычно понимают переходный
процесс в электрической цепи, охваченной положительной ОС с петлевым усилениемКу >
1 в широком диапазоне частот, который характеризуется резкими
изменениями токов и
падений напряжений на
элементах цепи.
Рассмотрим принцип работы симметричного триггера на
транзисторах п-р-п-
типа,
схема
которого приведена на рис. 1, а. Триггер представляет собой два усилителя на
транзисторах VT1
иVT2.
Выход
каждого усилителя соединен с входом другого. Обратная связь, получаемая в результате
такого соединения усилителей,
является положительной.
В принципе в приведенной схеме возможно состояние
электрического равновесия, при котором оба транзистора VT1
и VT2
открыты и находятся в активной
области. В этом случае токи i K
1 и i K
2 равны между
собой и падения напряжений на элементах схемы не изменяются в течение времени.
Однако такое состояние является неустойчивым и любые флуктуации тока или
напряжения приведут к лавинообразному процессу нарастания тока одного и
убывания тока другого транзисторов.
Рис. 1. Схема симметричного триггера (а) и представление его в виде двух логических элементов (б, в); переключательные характеристики логических элементов триггера (г)
Если
параметры схемы выбраны так, что когда один из транзисторов закрыт, другой
открыт и насыщен, то такой триггер называют насыщенным. Если открытый
транзистор находится на границе активной области и не входит в режим
насыщения, то триггер
называется ненасыщенным.
В одном из устойчивых состояний триггер может
находиться как угодно долго до момента, пока не поступит сигнал от источника
внешнего управляющего напряжения. Пусть оно вводится в цепь базы запертого
коллектора VT2.
Как
только напряжение управляющего сигнала достигнет уровня, при котором VT2
откроется, появится
коллекторный ток 1 К 2
и уменьшится ток базы 1 Б 1
.
Транзистор VT1
выйдет
в активную область и будет восстановлена петля положительной обратной связи.
Возникающий при этом регенеративный процесс приведет к опрокидыванию
триггера. В итоге транзистор
VT1
закроется, а
транзистор VT2
откроется
и окажется в области насыщения. Триггер перейдет во второе устойчивое
состояние. В процессе опрокидывания триггера на коллекторах транзисторов
формируются положительные и отрицательные перепады токов
и напряжений.
Конденсаторы C 1
и С 2
включены для ускорения
процесса переключения и носят название ускоряющих. Они также выполняют роль
элементов памяти о предыдущем состоянии триггера и обеспечивают четкость его
переключения в новое состояние.
Работу триггера можно рассматривать более укрупненно,
представляя каждый транзистор с соответствующими соединениями как логический
элемент, выполняющий в зависимости от типа логики функцию И-НЕ или ИЛИ-НЕ. В
этом случае выход логического элемента соединен с входом второго логического
элемента и схема триггера для разных (положительной и отрицательной) логик имеет
вид, показанный на рис. 1, б, в.
Основой
классификации триггеров по функциональному признаку
является вид
логического управления, характеризующего состояние входов и выходов триггера в
момент времени до t n
и после его срабатывания t n + 1 .
По этому признаку триггеры подразделяют на RS-;
D-; Т-;
JK-
типы
и т. д.
Примеры
условного обозначения триггера приведены на рис. 2, а
-ж.
Рис. 2.
Примеры условных обозначений
триггеров:
а
- асинхронный
RS
-
триггер; б
- синхронизируемый логическим нулем RS
-триггер; в
- D
-
триггер,
срабатывающий по фронту 0,1; г
- J
К-
триггер,
срабатывающий по срезу 1,0; д
- двухступенчатый J
К
-триггер с
входами раздельной установки в нулевое (R
)
и
единичное S
состояния; е
- Т-триггер, срабатывающий по
срезу 1,0; ж
- синхронизируемый фронтом 1,0 J
К
-триггер с
логическими элементами И на
входах J
и К
Рис. 3.
Схемы асинхронного RS
-
триггера на элементах:
a - ИЛИ-НЕ; б -
И-НЕ; в –
ИС типа 564ТР2
Триггер RS-
типа
(рис. 3, а) представляет собой устройство,
имеющее два информационных входа: R
и S.
В нем возможны два
устойчивых состояния.
При R=
0 и S
=1
триггер принимает состояние 1 (Q
=1), а при R=1,
S=0
- состояние О (Q= 0).
Иногда вход S
называют единичным, a R
- нулевым. Для триггера RS
-типа. комбинация S=
1;
R=
1
является запрещенной,
так как после такой комбинации состояние триггера будет неопределенным (X)
и он может оказаться
или в нуле, или в единице. Состояния RS
-триггера в зависимости от входных сигналов иллюстрирует
табл. 1.
Таблица 1
Примечание. Q * - исходное состояние триггера; X -неопределенное состояние.
В триггерах, показанных на рис. 3, б, в, установка в определенное их состояние осуществляется кодом логической 1 (положительная логика).
Рис. 4.
Синхронизируемые RS-триггеры:
а -
на
ЛЭ И-НЕ; 6 -
на ЛЭ ИЛИ-НЕ: в -
условное обозначение
синхронизируемого RS-триггера
Синхронизируемые (тактируемые) RS
-триггеры имеют на входе каждого плеча схемы совпадения, первые
входы которых объединены и являются входами синхронизирующих (тактирующих)
импульсов. На вторые входы подают информационные сигналы. Такое включение
обеспечивает поступление на входы R
и S
триггера информационных сигналов только во время действия потенциала
импульсов синхронизации. Некоторые варианты синхронизируемых RS-триггеров показаны на рис. 4, а, б.
Условное
графическое обозначение синхронного триггера приведено на
рис. 4, в.
Триггеры D
-типа иногда
называют триггерами задержки. У них имеется один информационный вход D
и возможны
два устойчивых состояния.
Логическое уравнение, описывающее работы D
-триггера,
имеет вид
Q n+l = D n .
Рис. 5. Схемы асинхронных D-триггеров (а, б); диаграммы изменений входного и выходного напряжений (в, г); условное обозначение (д)
Роль простейшего асинхронного D
-триггера может выполнять
схема, состоящая из двух или нескольких последовательно включенных логических
элементов (рис. 5,а), в которой входной сигнал из-за задержки распространения
в каждом логическом элементе сдвинут во времени относительно входного сигнала.
В состав D
-триггеров, применяемых на практике, обычно входят RS
-триггеры,
управление которыми организовано соответствующим образом. Возможная структура
такого D
-триггера
показана на рис. 5,б. В нем вследствие задержки распространения в логических
элементах сигнал на выходе Q
появляется также с определенной задержкой времени.
Выходной сигнал повторит
входной сигнал с задержкойt зд р
(рис. 5,в,г).
Состояние триггера в различные моменты времени можно
определить из табл. 2.
Таблица 2
Варианты практической реализации синхронизируемых однотактных триггеров D-типа, выполненные на элементах И-НЕ или ИЛИ-НЕ, показаны на рис. 6, причем схема рис. 6, а тактируется сигналами логической 1, а схема рис. 6,б-сигналами логического 0. На рис. 6, в показано условное обозначение синхронизируемого D -триггера.
Рис. 6.
Синхронизируемые Д-триггсры:
а -
на элементах И-НЕ; б -
на элемешах
ИЛИ-НЕ: в -
условное обозначение; г -
D
-триггер с
дополнительным управляющим входомЕ
В триггере записывается
та информация, которая была на
входе D
до прихода
импульса синхронизации.
У ряда D-триггеров также
имеется дополнительный вход Е (V)
разрешения приема информации (DV-тригтеры). При E=1 такие триггеры
функционируют как обычные D-триггеры, а при E=0 сохраняют исходное состояние независимо от информации на
входе D.
Реализовать такой
триггер можно путем введения в D-
триггер дополнительного элемента И, включенного так, как
показано на рис. 6, г.
Рис. 7. T-триггер, выполненный на основе Д-триггера (а); устранение «гонки» в T-триггере (б)
Триггер T-типа - это логическая схема с двумя устойчивыми состояниями и одним информационным входомТ, изменяющая свое состояние на противоположное всякий раз, когда на вход Т поступает управляющий сигнал. Его часто называют триггером со счетным входом. Основным способом построения счетных триггеров является введение соответствующих обратных связей в тактируемые RS- и D-триггеры (cм. рис. 7).
Рис. 8. Схема JK-триггера (а); применение триггера для построения триггеров RS (б), D (в) и Т (г)
Триггер JK-
типа
часто называют универсальным. Это устройства,
имеющие входы J и К, у
которых нет неопределенного состояния. Если на входы J и К
подаются сигналы
логической единицы, то состояние JK-триггера меняется
на противоположное при каждом новом приходящем импульсе. Другими словами, если
входы J и К
объединены между
собой, то JK-
тригтер
работает
как T-триггер. В остальных случаях он функционирует как триггер RS-
типа.
При этом
вход J
эквивалентен
входу S, а К
- входу R.
На рис. 8., а
показана структурная схема простейшего JK-триггера.
При одновременной подаче на входы J и К
сигнала логической единицы триггер с помощью
соответствующих схем совпадений устанавливается в положение 1 или 0 в
зависимости от его начального состояния (т. е. ведет себя как триггер T-типа). Если сигнал подается на вход или К,
то
триггер, аналогично RS-триггеру, устанавливается
соответственно в состояние 1 или 0.
Триггер JK-
типа универсальным
называют потому, что на его
основе с помощью несложных коммутационных изменений можно получитьRS-
и T-триггеры (рис. 8, б,
в, г).
Построение двухступенчатого триггера разберем на примере
схемы рис. 9, а.
Рис. 9. Схема двухступенчатого JK -триггера (а) и его условные обозначения (б, в)
НЕСИММЕТРИЧНЫЕ
ТРИГГЕРЫ
Несимметричные триггеры часто называют триггерами Шмитта.
По своим свойствам они существенно отличаются от симметричных триггеров, так
как у них нет памяти о предыдущем состоянии. Несимметричный триггер - это
регенеративное устройство, имеющее гистерезисную передаточную характеристику,
у которой выходной сигнал может принимать два значения. Переход от одного
уровня выходного напряжения к другому происходит скачкообразно при определенном
значении входного сигнала - напряжении срабатывания. Возвращение в исходное
состояние происходит при другом уровне входного сигнала - напряжении
отпускания. По модулю оно всегда меньше напряжения срабатывания на
величину ∆U, характеризующую ширину
петли гистерезиса.
Рис. 10. Схема триггера Шмита (а), его эквивалентная схема (б), передаточная (в) и входная (г) характеристики
ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ
НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ ЯДЕРНЫЙ УНИВЕРСИТЕТ «МИФИ»
ОСНОВЫ СХЕМОТЕХНИКИ ЭЛЕКТРОННЫХ ЦЕПЕЙ
ЛАБОРАТОРНЫЙ ПРАКТИКУМ
Издание 2-е, с изменениями и дополнениями
Под редакцией В.В. Масленникова
Москва 2010
УДК 621.382.2.049.77(076.5) ББК 32.85я7
Основы схемотехники электронных цепей. Лабораторный практикум. Учеб-
ное пособие. Под ред. В.В. Масленникова. Изд. 2-е, с изм. и доп. М.: НИЯУ МИФИ, 2010. 124 с.
Описания лабораторных работ 1 и 3 подготовлены проф. В.В. Масленниковым; 2 – ст. преподавателем В.П. Автушко; 4 – ст. преподавателем Н.Н. Гусевой, 5 – ст. преподавателем Н.А. Рубцовым, 6 – проф. В.М. Белопольским.
Содержит описание шести лабораторных работ. Работы 1-3 посвящены изучению аналоговых устройств, в том числе операционного усилителя. В работе 4 исследуются логические элементы. В работе 5 изучаются импульсные устройства: мультивибраторы и одновибраторы, выполненные на логических элементах и операционных усилителях. В 6 работе описаны принципы работы цифровых узлов на основе триггеров, регистров, сумматоров, счетчиков, дешифраторов.
Для углубленного изучения материала в описании каждой лабораторной работе приведен список литературы, а для самопроверки знаний при подготовке к лабораторной работе – контрольные вопросы.
Пособие предназначено для студентов факультетов «Б», «Высший физический колледж», «Т», «Ф», «У», а также для студентов, интересующихся аналоговыми и цифровыми устройствами.
Рецензент д-р техн. наук, проф. Ю.А. Волков
Предисловие ........................................................................................... | |
Компоненты электронных устройств................................................... | |
Усилительные каскады на транзисторах........................................... | |
Усилители на основе микросхем ОУ................................................. | |
Цифровые логические элементы........................................................ | |
Мультивибраторы и одновибраторы | |
на логических элементах и операционных усилителях.................... | |
Комбинационные и последовательностные устройства................. |
ПРЕДИСЛОВИЕ
Электроника прочно вошла в нашу жизнь. Сейчас трудно представить жизнь без телевизоров, радиоприемников, калькуляторов, компьютеров, сети Интернет и т.д. Работа же всех перечисленных приборов и систем основана на широком использовании различных достаточно сложных электронных устройств. Но эти сложные электронные устройства состоят из простейших электронных цепей, выполненных на транзисторах и микросхемах. Для изучения таких простейших электронных цепей и предназначен данный лабораторный практикум.
Следует заметить, что в последнее время благодаря интенсивному развитию цифровой электроники и методов моделирования на компьютерах можно промоделировать работу весьма сложных электронных устройств. В связи с этим возник даже соответствующий термин «виртуальная электроника». Но как бы хорошо инженер не знал и не умел смоделировать работу электронных схем на компьютере, хорошим специалистом он может стать, лишь научившись своими руками собирать электронные устройства, схемы для их измерения и проводить экспериментальные исследования.
Р а б о т а 1
КОМПОНЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
Цель: изучение простейших компонентов электронных устройств и цепей, реализованных на их основе.
ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ
Электронные устройства состоят из отдельных пассивных и активных компонентов. Из пассивных компонентов чаще всего используют резисторы, конденсаторы и диоды. В электрических цепях, составленных из пассивных компонентов, при протекании электрического тока происходит потеря части электрической энергии. При использовании активных компонентов: транзисторов и микросхем маломощный входной сигнал может привести к появлению более мощного сигнала на выходе устройства. При этом электрическая энергия выходного сигнала получается от источников питания, которые всегда используются при включении в электронное устройство активных компонентов.
В лабораторной работе изучаются пассивные RC -цепи, состоящие из резисторов и конденсаторов, а также работа транзистора в усилительном режиме.
Пассивные RC -цепи
Простейшими RС -цепями являются интегрирующая и дифференцируюшая RC -цепочки.
Интегрирующая RC -цепь (рис. 1.1) представляет собой последовательно соединенные резистор и конденсатор, на которые подается входной сигналU г , а выходной сигналU вых снимается с кон-
денсатора.
/ U г .
Рис. 1.1. Интегрирующая RC -цепь
В случае, если входной генератор U г – источник синусоидаль-
ного напряжения, для нахождения частотных характеристик цепи воспользуемся символическим методом и определим коэффициент
передачи цепи K U вых
По второму закону Кирхгофа сумма ЭДС в замкнутом контуре равна сумме падений напряжений на участках цепи. Отсюда:
U вых | ||||||||||||||||||
где = RC – постоянная времени RC -цепи.
Из выражения (1.1) можно получить формулы для расчета ам- плитудно-частотной (АЧХ) и фазочастотной (ФЧХ) характеристик.
Для построения АЧХ необходимо найти модуль K (j ) . Из (1.1) получаем
K(j) | |||||||||||
и (1.2) следует, что при = 0, т.е. при постоянном во |
|||||||||||
времени U г | коэффициент передачи цепи равен 1. | ||||||||||
При увеличении | K(j) | монотонно уменьшается | |||||||||
= коэффициент передачи становится равным 0.
Верхней граничной частотой | называется частота, при кото- |
|
рой модуль коэффициента передачи уменьшается по сравнению с
коэффициентом передачи | в 2 | раз. Из (1.2) и |
|||||||||||||||||
K(jв ) | следует, что | 1 , т.е. | |||||||||||||||||
На рис.1.2, а приведен вид АЧХ интегрирующей RC -цепочки. |
|||||||||||||||||||
При построении учитывалось, что | |||||||||||||||||||
Рис. 1.2. АЧХ (а ) и ФЧХ (б ) интегрирующей RC -цепи
Известно, что зависимость от частоты фазового сдвига выходного сигнала по отношению к входному, т.е. фазочастотная характеристика цепи, определяется как арктангенс отношения мнимой части коэффициента передачи к действительной.
Для построения ФЧХ умножим числитель и знаменатель передаточной функции (1.1) на комплексно-сопряженную величину. Получим
Из (1.3) следует: () | arctg () . | |||||||||||
Необходимо отметить, | верхней граничной | |||||||||||
сдвиг по фазе между выходным сигналом и сигналом ге- |
||||||||||||
нератора составляет: – 45 | (рис. 1.2, б ). | |||||||||||
Временные параметры интегрирующей RC -цепи определяются по переходной характеристике при подаче на ее вход прямоугольного импульса напряжения (рис. 1.3,а ). Напряжение на выходе цепи снимается с конденсатора, а по закону коммутации напряжение на конденсаторе не может измениться скачком. Анализ показывает, что оно будет изменяться по экспоненте и определяться по форму-
Рис. 1.3. Переходная характеристика интегрирующей RC -цепи:
а – входной импульс; б – выходной импульс
В начальный момент выходное напряжение является интегралом по времени от входного напряжения. Именно поэтому данную
RC -цепь называют интегрирующей. Постоянную времениможно определить как время, в течение которого выходное напряжение достигает значения, отличающегося от установившегося на 1/e . Графический способ определения показан на рис. 1.3,б .
Для характеристики импульсного процесса обычно используют параметр t ф – время нарастания фронта, который определяется как
время, в течение которого напряжение на выходе изменяется от уровня 0,1U вых.уст до 0,9U вых.уст (см. рис. 1.3,б ). Для рассматриваемой RC -цепи t ф определяется по формуле:t ф 2,2 .
Рис. 1.4. Дифференцирующая RC -цепь
В дифференцирующей RC -цепи (рис. 1.4) резистор и конденсатор также включены последовательно, но последовательность включения по отношению к входному генератору изменена. При этом выходной сигнал снимается с резистора. Амплитудночастотная и фазочастотная характеристики получаются из выражения для коэффициента передачи, который можно получить аналогично коэффициенту передачи для интегрирующей цепи.
При подаче прямоугольного импульса на вход такой цепи (рис. 1.6) напряжение на выходе определяется по формуле:
Рис. 1.6. Переходная характеристика дифференцирующей RC -цепи: а – входной импульс;б – выходной импульс
Полупроводниковый диод
Идеальный диод – электронный прибор, пропускающий ток в одном направлении и не пропускающий его в другом. Полупроводниковый диод выполняется на основе р -n перехода, создаваемого за счет соединения двух полупроводниковых слоев с электронной проводимостью (областьn ) и с дырочной проводимостью (областьр ), и обозначается на схеме так, как изображено на рис. 1.7.
Рис. 1.7. Внутренняя структура полупроводникового диода и его условное изображение в схеме
Федеральное агентство по образованию
Санкт-Петербургский государственный электротехнический
университет “ЛЭТИ”
Ю. А. БЫСТРОВ Е. А. КОЛГИН Д. К. КОСТРИН
Схемотехника
Лабораторный практикум
Санкт-Петербург
Издательство СПбГЭТУ «ЛЭТИ»
УДК 621.38: 621.396.6
Быстров Ю. А., Колгин Е. А., Кострин Д.К.
Б? Схемотехника: Лабораторный практикум.СПб.: Изд-во СПбГЭТУ
«ЛЭТИ», 2009. 108 с.
Содержит теоретические сведения о свойствах распространенных датчиков, методику расчета их схем включения и описания лабораторных работ по исследованию электронных устройств с датчиками.
Предназначен для студентов всех форм обучения по специальности 200300 направления 654100 «Электроника и микроэлектроника», а также для подготовки бакалавров и магистров по направлению 550700 «Электроника и микроэлектроника».
УДК 621.38: 621.396.6
Рецензенты: кафедра мехатроники и робототехники Балтийского госу-дарственного технического университета «ВОЕНМЕХ» им. Д. Ф. Устинова;
д-р техн. наук, проф. Р. М. Степанов (ОАО ЦНИИ «Электрон»).
Утверждено
редакционно-издательским советом университета
в качестве учебного пособия
|
|
Введение
Лабораторный практикум по дисциплине «Схемотехника» предназначен для студентов, получающих квалификацию бакалавра по направлению “Электроника и микроэлектроника”. В нем содержатся теоретические сведения по основным темам дисциплины «Схемотехника», методики и примеры расчета аналоговых, цифровых и импульсных устройств современной электроники, приведены методические указания к проведению 14 лабораторных работ и вопросы для самопроверки. Все лабораторные работы выполняются на унифицированных лабораторных стендах, содержащих сборочное поле для исследуемых схем. Каждое рабочее место оснащено сдвоенным источником питания, генератором специальных сигналов, цифровым осциллографом и цифровым мультиметром. В целях достижения максимальной пользы от полученных теоретических знаний и развития практических навыков разработки и конструирования электронных устройств, студентам предоставляется возможность самостоятельно произвести монтаж предварительно рассчитанных схем, их настройку и исследование с помощью современных измерительных приборов. Для построения электронных устройств, студентам предоставляются элементы отечественного и зарубежного производства: резисторы, конденсаторы и различные полупроводниковые приборы от диодов до интегральных схем цифро-аналоговых и аналого-цифровых преобразователей. Справочные данные на все используемые электронные элементы находятся в приложении к настоящему учебному пособию. Параметры зарубежных приборов даны на английском языке и сознательно не переведены на русский язык, что важно для приобретения студентами более полных профессиональных знаний. Благодаря своей многофункциональности, используемый лабораторный стенд будет полезен для макетирования электронных устройств во время подготовки выпускных квалификационных работ бакалавров, связанных со схемотехникой, а также при проведении самостоятельной научно-исследовательской работы студентов. Справочные данные, приведенные в приложении, также будут полезны при работе над курсовым проектом по дисциплине «Схемотехника».
Федеральное агентство по образованию
Государственное образовательное учреждение
НИЖЕГОРОДСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ
ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ им.
Кафедра “Информационные радиосистемы”
ЛАБОРАТОРНЫЕ РАБОТЫ
ПО АНАЛОГОВОЙ СХЕМОТЕХНИКЕ
Методические указания к лабораторным работам № 1, 2, 3, 4, 5 по дисциплинам: “Схемотехника” для специальности 079900 -Информационные системы, “Аналоговая и цифровая схемотехника” для студентов специальности 071700 -Физика и техника оптической связи всех форм обучения
НИЖНИЙ НОВГОРОД
Составитель
УДК 621.396.6
Лабораторные работы по аналоговой схемотехнике: метод. указания к лабораторным работам № 1, 2, 3, 4, 5 по дисциплинам: “Схемотехника” для специальности 079900 - Информационные системы, “Аналоговая и цифровая схемотехника” для студентов специальности 071700 - Физика и техника оптической связи всех форм обучения/ НГТУ; сост.: . Н. Новгород, 32с, 2008.
Даны краткие сведения по теории для подготовки к выполнению лабораторных работ. Приводятся контрольные вопросы для самопроверки и рекомендуемая литература для более глубокого изучения материала по каждой работе.
Научный редактор:
проф., д. т.н.
Редактор
Подп. 14.01.08 г. Формат 60х84 1/16. Бумага газетная. Печать офсетная.
Печ. л. 2. Уч.-изд. л. 1,75. Тираж 300 экз. Заказ.
Нижегородский государственный технический университет им.
Типография НГТ, ул. Минина, 24.
© Нижегородский государственный
технический университет, 2008 г.
Лабораторная работа № 1
Исследование работы усилительного каскада
на биполярном транзисторе с общим эмиттером
1. Цель работы
Изучение методов расчета и анализа работы простейшей схемы усилительного каскада в схеме с общим эмиттером (ОЭ) на биполярном транзисторе.
Транзистор - полупроводниковый прибор с последовательно включенными двумя полупроводниковыми p–n переходами, располагающий тремя и более выводами. Различают p–n–p и n–p–n транзисторы, имеющие разную последовательность расположения полупроводниковых структур (рис. 1).
 |
n - p - n p - n - p
Два электронно-дырочных перехода транзистора могут быть смещены внешним источником напряжения либо в прямом (переход открыт), либо в обратном (переход закрыт) направлениях. В зависимости от состояния переходов различают три основных режима работы транзистора:
Активный (один открыт, другой закрыт);
Насыщение (оба открыты);
Отсечка (оба закрыты).
Пусть переход база – эмиттер смещен в прямом направлении и в цепи базы течет ток I б. Тогда при условии, что переход база – коллектор смещен в обратном направлении, транзистор будет находиться в активном режиме работы. В этом состоянии, пренебрегая тепловым обратным током коллекторного перехода I БК0»0, можно получить
I К= bIБ ,
где I К - ток коллектора, а b>>1 - коэффициент усиления транзистора по току. Полагая цепь базы входной, а коллектора выходной, можно получить усиление по току слабого входного сигнала на выходе. При этом могут быть использованы три основных схемы включения транзистора: с общим эмиттером (ОЭ), общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК) (рис.2).
Если U КЭ=0, то входная характеристика представляет собой вольт-амперную характеристику двух параллельно включенных p–n переходов. При прямом смещении переходов U БЭ>0 возникают токи I К и I Э, суммируемые в базе.
Если U КЭ>U КЭн, где U КЭн - напряжение коллектор – эмиттер насыщения, то переход база – эмиттер смещен в прямом направлении, а база – коллектор в обратном. Тогда без учета обратного тока коллектора эта характеристика обусловлена вольт-амперной характеристикой одного p–n -перехода база – эмиттер, следовательно, базовые токи будут меньше при том же напряжении U БЭ и характеристика пойдет ниже.
Выходной вольт-амперной характеристикой транзистора называется зависимость тока коллектора от напряжения коллектор – эмиттер I К(U КЭ) при I Б=const. Она представлена на рис.4.
 |
Область допустимых значений тока коллектора и напряжения на коллекторе ограничены максимальными предельно допустимыми значениями U КЭ£U КЭМ, I К£I КМ. Область допустимых значений мощности, рассеиваемой на транзисторе, I КU КЭ£P М = U КЭМ·I КМ также ограничена. Эти области на вольт-амперной характеристике лежат внутри штриховки. Из выходных характеристик видно, что они являются нелинейными. Их можно разбить на два характерных участка: с большой крутизной при U КЭ £ U КЭн и пологим участком при U КЭ > U КЭн.
Для крутого участка U КЭ<U КЭн£ U БЭ и переход база – коллектор U БК=U БЭ–−U ЭК>0 смещен в прямом направлении. Транзистор находится в состоянии насыщения, так как оба его перехода открыты.
На пологом участке переход база – эмиттер смещен в прямом направлении, а база – коллектор в обратном. Транзистор находится в активном режиме, для которого I К»bI Б, и практически не зависит от U КЭ. Выходная проводимость мала, и он может быть представлен как управляемый источник тока.
2.2. Анализ работы усилительного каскада с ОЭ в статическом режиме. Рассмотрим работу простейшего усилительного каскада на биполярном транзисторе, представленного на рис.5.
В схеме E 0 – напряжение источника питания, R 1 и R 2 - резисторы во входной и выходной цепи каскада. На вход каскада совместно с полезным сигналом U ВХ поступает постоянное напряжение U СМ, обеспечивающее постоянный ток покоя в цепи базы через резистор R 1, равный I БП»U СМ/R 1. При этом в выходной цепи возникает ток покоя коллектора:
I КП=bI БП=(E 0–U ЭК) / R
С другой стороны, зависимость тока коллектора I К от U КЭ задается для данного I Б выходными характеристиками. Зависимость (1) описывает статическую нагрузочную характеристику, которую можно определить по пересечению с осями. Из (1) получим
I К=0, U КЭ=E 0,
U КЭ=0, I К»E 0/R 2 ,
что и показано в виде прямой на графике выходных характеристик на рис.4. Точка пересечения статической нагрузочной характеристики (1) и выходной характеристики I К(U КЭ) для I БП дает рабочую точку или точку покоя. Ее стараются выбирать на середине линейного участка нагрузочной характеристики каскада. Выбор положения рабочей точки каскада можно осуществить путем изменения тока покоя базы I БП подбором номинала резистора R 1. Такой режим работы каскада называют линейным или режимом класса А .
Если U СМ=0, то рабочая точка находится I К= 0, U КЭ= E 0 и усилению подвергаются сигналы только положительной полярности U вх>0. Такой режим работы усилительного каскада называется режимом класса В .
2.3. Анализ работы каскада с ОЭ по полезному сигналу (динамический режим). Для удобства анализа работы активного элемента представим его в виде эквивалентной схемы. Это можно сделать при условии постоянства параметров активного элемента для малых изменений входных и выходных напряжений и токов. Применяют метод замещения активного элемента четырехполюсником, описываемым через матрицы Y, H и т. д. параметров. Другой метод заключается в замене транзистора его эквивалентной так называемой физической моделью.
 |
На рис. 6 представлена упрощенная эквивалентная физическая модель биполярного транзистора (без учета емкостей p–n переходов) в активном режиме.
На схеме R Э, R К, R Б − объемные сопротивления эмиттера, базы и коллектора, а DI К = bDI Б – управляемый током базы источник тока коллектора. Будем рассматривать малые изменения входного сигнала DU ВХ в виде изменения DI Б, DI Э и DI К. Для таких изменений параметры транзистора R Э, R К, R Б и b будем считать постоянными. Тогда транзистор можно представить в виде линейного четырехполюсника, провести анализ его работы линейными методами и найти его основные характеристики. Будем предполагать также, что источники постоянного напряжения U СМ и E 0 идеальные, их внутренние сопротивления равны нулю и они на эквивалентной схеме по переменной составляющей могут быть заменены коротким замыканием (КЗ). Тогда для анализа усилительного каскада с ОЭ по полезному сигналу его эквивалентную схему можно представить в виде, показанном на рис.7.
 |
Рис.7
При R К >>R Э, R Б сопротивление коллектора R К можно не учитывать. Найдем входное сопротивление эквивалентной схемы с учетом введенных на ней обозначений. Оно будет равно
R ВХ= R 1 + (U ВХ/ DI Б) =R 1+ [(DI Б R Б+ DI Э R Э)/ DI Б]=R 1+ R Б+ (1+ b)R Э.
Выходное сопротивление каскада в режиме холостого хода (без нагрузки R Н), с учетом бесконечно большого внутреннего сопротивления источника тока DI К= bDI Б, равно R 2. Коэффициент передачи схемы без нагрузки по напряжению равен
KU ХХ= – DI К R 2 / DI БR ВХ = – bR ВЫХ/R ВХ. (2)
 |
Определив основные параметры усилительного каскада с OЭ, его можно представить эквивалентной схемой, показанной на рис. 8.
Будем полагать, что источник сигнала U ВХ имеет внутреннее сопротивление R Г. Найдем коэффициент передачи каскада по напряжению, току и мощности с учетом влияния R Г и R Н. По определению коэффициент передачи по напряжению
KU=∆U Н/ U ВХ= KU ХХ ·R ВХ R Н/ [(R ВХ +R Г)(R ВЫХ+R Н)]= KU ХХ ·gвх gвых, (3)
где gвх и gвых безразмерные параметры, определяющие потери коэффициента передачи KU ХХ на входе и выходе усилительного каскада соответственно, ∆U ВЫХ= U ВХ ·KU ХХ, а ∆U Н= ∆U ВЫХ · R Н/ (R ВЫХ+R Н) − выходное напряжение на нагрузке.
Найдем коэффициент передачи схемы по току
KI=I вых/I вх= KU ХХ R ВХ/ (R Н+R ВЫХ).
KP=KI K U .
Из выражения (3) видно, что R
ВХ>>R
г и R
ВЫХ<
3. Контрольные вопросы
3. Как проводится анализ работы каскада в статическом режиме в классе А и В ?
4. Поясните работу каскада с ОЭ по переменной составляющей с учетом схемы замещения транзистора.
5. Найдите, при каком значении R Н усилительный каскад с ОЭ дает максимальное значение K P?
4. Список литературы
5. Опадчий и цифровая электроника: учеб. для вузов /, ; под ред. − М.: Горячая линия−Телеком, 2007.
Лабораторная работа № 2
Исследование работы усилительного каскада
на биполярном транзисторе с общим коллектором
1. Цель работы
Изучение методов расчета и анализа работы простейшей схемы усилительного каскада в схеме с общим коллектором (ОК) на биполярном транзисторе.
2. Краткие теоретические сведения
Рассмотрим работу простейшего усилительного каскада с общим коллектором представленную на рис. 1.
На ней U ВХ − источник полезного сигнала, U СМ и E 0 − источники постоянного напряжения. Источник напряжения E 0 называется источником питания схемы, а U СМ создает на базе транзистора постоянный положительный потенциал, смещающий переход база – эмиттер транзистора в прямом направлении и вызывающий постоянный ток покоя базы во входной цепи:
. (1)
Анализ работы схемы в статическом режиме заключается в выборе положения рабочей точки каскада на середине статической нагрузочной характеристики. В этом случае для U ВХ=0 падение постоянного напряжения на резисторе R 1 равно примерно половине напряжения источника питания U ВЫХ≈ ≈E 0/2. Из (1) видно, что это можно обеспечить правильным выбором напряжения смещения U СМ. В реальных схемах напряжение смещения поступает во входную цепь от источника питания E 0.
Проведем анализ работы каскада с ОК по полезному сигналу. Как будет показано далее, схема обладает высоким входным и низким выходным сопротивлением, однако ее KU »1. Наличие резистора R 1 в выходной цепи каскада создает отрицательную обратную связь по току. Как было указанно ранее, наличие U СМ создает I БП и через резистор R 1 течет ток покоя I ЭП=(1+b)I БП.
На выходе схемы имеем U ЭП=I ЭПR 1. Данное напряжение суммируется с входным напряжением, так что U БЭ=U ВХ+U СМ–U ЭП. Из последнего выражения видно, что с ростом тока эмиттера I ЭП, например, из-за увеличения температуры окружной среды, растет U ЭП, происходит снижение U БЭ и тока базы, что приводит к возврату рабочей точки в исходное состояние. Таким образом, наличие R 1 приводит к появлению отрицательной обратной связи по току в схеме и обеспечивает температурную стабилизацию рабочей точки каскада.
Найдем характеристики каскада по переменной составляющей. Для этого транзистор заменим его эквивалентной схемой. Тогда с учетом идеальности источников постоянного напряжения и для малых изменений входного сигнала эквивалентная схема по переменной составляющей имеет вид, показанный на рис.2.
Полагая, как и ранее R К >>R Э, найдем входное сопротивление каскада:
R ВХ=U ВХ/ DI Б.
Из схемы видно, что U ВХ= DI Б(R Б+(1+b)R Э)+ DI ЭR 1 и, вводя обозначение R вхэ= R Б+(1+b)R Э, имеем R ВХ= R вхэ+(1+b)R 1»b R 1.
Соответственно коэффициент передачи каскада по напряжению без учета нагрузки
KU ХХ=DI ЭR 1/DI БR ВХ=(1+b)R 1/(R вхэ+(1+b) R 1)»1,
поскольку реально R вхэ<<(1+b)R 1.
Найдем выходное сопротивление каскада. Оно будет определяться параллельным соединением выходного сопротивления R 1 и сопротивлением, образуемым входной частью каскада R 1|| (DU ВЫХ/DI Э). Для выходного сопротивления каскада имеем
R ВЫХ=R 1|| (DU ВЫХ / DI Э),
где DU ВЫХ/DI Э= DI БR вхэ/DI Э=R вхэ / (1+b). Найденная величина оказывается, как правило, много меньше величины сопротивления в цепи эмиттера R 1, поэтому она и обеспечивает общее низкое сопротивление выходной цепи
R ВЫХ ≈DU ВЫХ / DI Э = R вхэ / b.
Усилительный каскад с ОК может быть представлен в виде активного четырехполюсника, показанного на рис. 3.
 |
Рис.3
Найдем показатели усилительного каскада с ОК при неидеальном источнике входного сигнала, имеющего сопротивление R Г, и наличии нагрузки на выходе каскада. Для коэффициента передачи по напряжению имеем
KU =U Н/U ВХ= KU ХХ ·R ВХ R Н/ [(R ВХ +R Г)(R ВЫХ+R Н)]= KU ХХ ·gвх gвых≈gвх gвых.
Для коэффициента передачи по току можно найти
KI=I вых/I вх= KU ХХ R ВХ/ (R Н+R ВЫХ)≈ R ВХ/R Н.
Коэффициент передачи схемы по мощности можно найти в виде произведения
KP=KI K U .
Проведенный анализ показывает, что схема усилительного каскада с ОК имеет высокое входное и низкое выходное сопротивления. Поэтому она может выполнять функции согласования входных и выходных сопротивлений двух последовательно включенных усилительных каскадов с ОЭ. Для выполнения согласования усилительный каскад с ОК ставится между каскадами с ОЭ.
3. Контрольные вопросы
1. Что называется входной и выходной характеристикой транзистора?
2. Какие параметры схемы можно найти с использованием входной и выходной характеристик?
3. Проведите анализ работы схемы усилительного каскада с ОК в статическом режиме.
4. Проведите анализ работы схемы усилительного каскада с ОК по полезному сигналу и найдите его основные качественные показатели.
5. Проведите анализ работы усилительного каскад с ОК в режиме согласования при его установки между каскадами с ОЭ.
4. Список литературы
1. Каяцкас радиоэлектроники/. − М.: Высш. шк., 1988.
2. Нефедов радиоэлектроники: учеб. для вузов/ − М.: Высш. шк.,2000.
3. Ногин электронные устройства: учеб. Пособие/. / НГТ, 1992.
4. , Промышленная электроника/ , − М.: Энергоатомиздат, 1988.
Лабораторная работа № 3
Исследование частотных характеристик резистивного
усилительного каскада на биполярном транзисторе
1. Цель работы
Изучение методов расчета и анализа частотной характеристики простейшей схемы резистивного усилительного каскада на биполярном транзисторе.
2. Краткие теоретические сведения
Проведем анализ частотной характеристики резистивного усилительного каскада. На рис.1 представлена схема простейшего транзисторного резистивного усилительного каскада в схеме с ОЭ.
https://pandia.ru/text/78/222/images/image015_74.gif" width="21" height="25"> и представляют собой делитель напряжения источника питания (на схеме не показан) и обеспечивают смещение рабочей точки транзистора в линейную область выходных характеристик.
Резистор R 3 – коллекторная нагрузка, обеспечивающая наклон выходной статической характеристики. Ёмкость С 1 обеспечивает развязку каскада по постоянной составляющей, а резистор R 5 является нагрузочным. Резистор R 4 обеспечивают температурную стабилизацию рабочей точки каскада по постоянной составляющей. Емкость С2 обеспечивает блокировку резистора R 4 по переменной составляющей для обеспечения коэффициента усиления по полезному сигналу.
Для упрощения анализа схемы сделаем ряд допущений. Будем полагать, что С 2 достаточно велика и её сопротивление в рабочем диапазоне частот по полезному сигналу равно нулю. Предполагаем также, что источник питания Е 0 идеальный и его внутреннее сопротивление для переменной составляющей равно нулю. Полагаем, что входной сигнал достаточно мал, тогда транзистор можно заменить его эквивалентной линейной схемой.
Проведем анализ влияния входящих в схему элементов, при сделанных допущениях, на передаточную по частоте характеристику усилителя.
Эквивалентная схема каскада по переменной составляющей при сделанных допущениях представлена на рис.2.
На схеме резистор R ВХ эквивалентен параллельному соединению R 1, R 2 и входному сопротивлению база-эмиттер транзистора; R ВЫХ эквивалентен параллельному соединению R 3 и сопротивлению эмиттер-коллектор транзистора. Величина DIV_ADBLOCK50">
2.1. Для области средних частот будем полагать
.
Тогда эквивалентная схема рис.2 может быть представлена в виде
где 
. Найдем коэффициент передачи схемы как отношение выходного и входного напряжений
(1).
2.2..jpg" width="292" height="81">
Передаточная функция цепи может быть найдена как отношение напряжения падения на резисторе R ЭКВ, к напряжению падения на R ВХ. После упрощения можно получить
https://pandia.ru/text/78/222/images/image027_49.gif" width="167" height="52 src="> тогда эквивалентная схема цепи будет иметь вид, показанный на рис.3.
Найдем передаточную функцию цепи. После упрощений можно получить:
https://pandia.ru/text/78/222/images/image030_46.gif" width="117" height="28">, показанную на рис.4.
https://pandia.ru/text/78/222/images/image032_14.jpg" width="241" height="123">
Операционный усилитель (ОУ) - высококачественный интегральный усилитель напряжения многоцелевого назначения. Дифференциальный (разностный) вход и возможность подключения внешних цепей обратной связи практически неограниченно расширяет функциональные возможности ОУ, превращая его в основной унифицированный элемент современной интегральной схемотехники. ОУ широко используется в составе элементной базы аналоговых вычислительных устройств, аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей, генераторов функций, активных фильтров частот и многих других устройств.
Типовое обозначение ОУ в интегральной схемотехнике показано на рис. 1.
Рис. 1
Здесь U вх 1,2, U вых, - соответственно входные и выходное напряжения. Вход со знаком “минус” называют инвертирующим, со знаком “плюс” - неинвертирующим; +E , –E − напряжения двухполярного источника питания. Выходное напряжение является функцией разности входных напряжений:
U вых= f (DU ВХ),
где DU ВХ = U ВХ1 − U ВХ2
В общем виде функция U ВЫХ= f (DU ВХ) является нелинейной, поскольку ограничена максимально допустимыми значениями +U MAX и –UMAX.
2.1. Основные параметры и применения ОУ
Операционные усилители с глубокой отрицательной обратной связью, используемые непосредственно для целей усиления напряжения, имеют ряд существенных преимуществ перед усилительными устройствами других классов, предназначенными для работы в тех же динамических диапазонах. ОУ с обратной связью обладают:
1) широкой полосой пропускания частот (DF =F 2–F 1) с высокой степенью равномерности АЧХ и ФЧХ во всем рабочем диапазоне частот от F 1=0 до F 2=F MAX;
2) большим, порядка 103¸106 коэффициентом усиления K =U вых/(U вх1–U вх2) и высокой степенью линейности амплитудной характеристики в рабочем диапазоне;
3) высоким входным сопротивлением для синфазного сигнала (сигнала, одновременно воздействующего на оба входа ОУ) R сф, достигающим величин порядка 105¸108 Ом, а также большим входным сопротивлением R вх=R cф×10–2 со стороны одного из входов, когда другой вход заземлен;
4) большим коэффициентом ослабления синфазного сигнала К сф»103¸105;
5) низким выходным сопротивлением R вых с минимальным значением до единиц Ом.
Из недостатков ОУ отметим: сложность совокупности схемотехнических, конструктивно-топологических и температурно-тепловых расчетов, выполняемых обычно на ЭВМ; склонность к самовозбуждению за счет обратных связей по внешним цепям; высокий уровень собственных шумов.
ОУ применяется в качестве основы устройств, выполняющих функции усиления, модуляции и детектирования, алгебраического суммирования, дифференцирования и интегрирования, фильтрации частоты, генерации и т. д. Рассмотрим реализации ОУ, получившие наибольшее распространение на практике.
2.2. Масштабный инвертирующий и неинвертирующий ОУ
2.2.1. Инвертирующим является усилитель, напряжение на выходе которого находится в противофазе (инверсно) по отношению ко входному напряжению.
 |
В качестве интегрального усилителя напряжения широко используется ОУ с отрицательной обратной связью, существенно повышающей устойчивость усилителя. В большинстве практических схем отрицательная обратная связь реализуется через резистор R 2 (рис. 2), что позволяет выбирать и регулировать коэффициент усиления ОУ.
В этом случае величина дифференциального напряжения на входе DU вх=U вых/K ничтожно мала по сравнению с выходным напряжением вследствие больших значений коэффициентов усиления K , что типично для ОУ, работающих в линейном режиме. Это означает, что при большом входном и малом выходном сопротивлениях ток, протекающий через резистор R 1 входной цепи, равен току, проходящему через резистор R 2 цепи обратной связи, а потенциал на неинвертирующем входе равен потенциалу на инвертирующем входе (в нашей схеме нулю). Отсюда следуют два принципиально важных свойства ОУ:
а) между входным и выходным напряжением имеется линейное соотношение, и в первом приближении дифференциальное входное напряжение DU вх можно считать равным нулю;
б) функциональные характеристики ОУ, охваченного отрицательной обратной связью, определяются параметрами цепи обратной связи.
На основании указанных свойств найдем, что
U вх=iR 1+DU вх»iR 1, а U вых=DU вх–iR 2= – iR 2,
следовательно, с учетом обратной связи коэффициент усиления ОУ (рис. 2)
K 0=U вых/U вх»(–R 2/R 1).
2.2.2. На рис. 3 представлена схема неинвертирующего ОУ.
DIV_ADBLOCK55">
 |
Рис.3
Действительно, в таком усилителе
U ВЫХ »– I R = – R ,
где I – ток через резистор R . Из выражения видно, что входные сигналы подвергаются суммированию с соответствующими весами, определяемыми величиной входных резисторов. В частности, при R 1=R 2=....=R M
U ВЫХ= (– R/R 1) =K 0 .
Одновременно с суммированием происходит усиление напряжений входных сигналов с коэффициентом К 0.
2.4. ОУ - аналоговый интегратор
Аналоговый интегратор − устройство, напряжение на выходе которого пропорционально интегралу от входного напряжения. Он широко применяется в аналоговых вычислительных машинах, генераторах функций, аналого-цифровых преобразователях и активных фильтрах.
 |
Простейшая схема аналогового интегратора (рис.4) реализуется на основе
Рис. 4
инвертирующего усилителя, если вместо резистора R 2 в цепь обратной связи включить конденсатор емкостью С . При этом напряжение на выходе ОУ
U ВЫХ=DU ВХ – Uc » –Uc = –1/C I С dt = –1/RC U ВХdt ,
пропорционально интегралу от входного напряжения, что свидетельствует об интегрирующих свойствах рассмотренной схемы.
С точки зрения частотных свойств ОУ-интегратор может выполнять функции фильтра нижних частот, комплексный коэффициент передачи которого
К (j w)»(–1/j w)RC .
Реальные свойства ОУ-интегратора ограничены конечным значением его коэффициентом усиления и полосы рабочих частот.
2.5. ОУ - аналоговый дифференциатор
Аналоговый дифференциатор (рис.5) реализуется из аналогового интегратора путем перестановки местами резистора и конденсатора.
 |
Рис.5
Напряжение на его выходе пропорционально скорости изменения входного напряжения:
U ВЫХ » – I R = – RC (dU ВХ/dt ).
По частотным свойствам аналоговый дифференциатор является фильтром высоких частот с комплексным коэффициентом передачи:
К (j w)=j wR C .
Прямо пропорциональная зависимость коэффициента передачи от частоты способствует пропусканию высокочастотных помех и усилению собственных шумов, что препятствует широкому распространению таких элементов в аналоговых интегральных устройствах.
2.6. ОУ - активный RC –фильтр
В качестве активных RС –фильтров ОУ целесообразно использовать в области частот ниже 10 кГц, в которой индуктивности их пассивных аналогов дороги и имеют большие размеры, кроме того, их характеристики ухудшаются с уменьшением величины фильтруемых частот.
Выше было показано, что аналоговые интеграторы (рис. 4) и дифференциаторы (рис. 5) на ОУ являются активными фильтрами соответственно низких и высоких частот. Частотные характеристики фильтров заметно улучшаются, если в интеграторе параллельно, а в дифференциаторе последовательно с емкостью включить дополнительный резистор R 0, что ограничит коэффициент передачи активного фильтра.
Полосовой фильтр первого порядка может быть получен путем комбинации интегратора и устройства дифференцирования при последовательном их включении.
Рассмотренные активные фильтры первого порядка, однако, имеют спад логарифмической АЧХ 6дБ/октаву, что для некоторых практических задач может быть недостаточно. Поэтому на практике применяют активные фильтры более высоких порядков.
Примером многоконтурного активного фильтра второго порядка может служить структура, показанная на рис.6, где Y 1 − Y 5 проводимости используемых элементов. Из схемы
 |
Рис. 6
видно, что многозвенная RC -цепь обеспечивает ООС ОУ. Анализ работы такой схемы с использованием законов Ома и Кирхгофа показывает, что ее операторный коэффициент передачи
Gif" width="12" height="23 src=">.gif" width="12" height="23 src=">.gif" width="192 height=60" height="60">,
где K 0= - R 2/ R 1 – коэффициент передачи фильтра в полосе прозрачности, wН= =1/ R 2R 3C 1C 2 – частота режекции, d = wНС 2/(Y 1+ Y 2+ Y 3) – параметр, характеризующий форму АЧХ в районе частоты wН. На рис. 7 показан логарифмический коэффициент передачи активного ФНЧ второго порядка.
https://pandia.ru/text/78/222/images/image046_4.jpg" width="276" height="193">
Рис. 8
Амплитудно-частотная характеристика 2Т -моста имеет минимальный коэффициент передачи 0,2 на частоте wн=1/RC . Фазовая характеристика на этой частоте претерпевает разрыв, величина скачка которого равна p/2 (смотри рис.9).
Рис.10
АЧХ такого фильтра имеет резонансный вид. Добротность Q такого RC –фильтра можно определить по аналогии с LCR –фильтрами как отношение резонансной частоты wР к ширине полосы пропускания Dw.
Рассмотренные выше примеры показывают, что путем изменения структуры цепей обратной связи можно не только изменять функциональные свойства устройств на основе ОУ, но и эффективно корректировать их частотные характеристики.
3. Контрольные вопросы
1. Что такое ОУ и где они применяются?
2. В чем заключаются функциональные особенности ОУ?
3. Назовите основные характеристики и параметры ОУ.
4. В каких случаях ОУ реализует функции суммирования, интегрирования и дифференцирования сигналов?
5. В чем преимущество масштабного усилителя перед обычным резистивным делителем?
6. Каковы принципы построения и отыскания параметров активных RC - фильтров?
4. Список литературы
1. Каяцкас радиоэлектроники/. − М.: Высш. шк., 1988.
2. Шило интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре/. – М.: Сов. радио, 1979.
4. Алексеенко / , . – М.: Радио и связь, 1982.
5. Титце У. Полупроводниковая схемотехника/ У. Титце, К. Шенк. – М.: Мир, 1982
Лабораторная работа № 5
Генерирование гармонических колебаний
1. Цель работы
Изучение методов расчета и анализа работы автогенераторов гармонических колебаний.
2. Краткие теоретические сведения
2.1. Введение
Генератором гармонических колебаний называют устройство, в котором энергия источника питания преобразуется в энергию гармонического колебания без постороннего возбуждения. Такие генераторы называются иногда автогенераторами. Генераторы можно классифицировать:
· непрерывные и импульсные;
· гармонические и специальной формы.
Если основным узлом генератора гармонического колебания является колебательный контур, то такой генератор называется LC - генератором. Для возбуждения колебаний в контур с помощью регулятора должна периодически поступать энергия источника питания. Для того чтобы энергия источника питания поступала в колебательный контур синхронно с генерируемым в нем колебанием, из контура в цепь регулятора заводится цепь обратной связи. Таким образом, обобщенную схему автогенератора гармонических колебаний можно представить в виде, показанном на рис.1.
https://pandia.ru/text/78/222/images/image051_24.gif" alt="Подпись:" align="left" width="112" height="54 src=">
|
|
Рис.1
В качестве регулятора часто применяются такие активные элементы, как лампа, транзистор, операционный усилитель (ОУ). Колебательный контур может представлять собой узкополосную резонансную систему с высокой степенью добротности. Цепь обратной связи (ОС) обеспечивает поступление части энергии колебательного контура на вход активного элемента. Обратная связь может осуществляться как за счет частичного включения колебательного контура, так и путем трансформации части энергии через индуктивную связь.
Механизм возникновения гармонических колебаний можно трактовать следующим образом. В момент запуска генератора в колебательном контуре могут возникать флюктуации токов и напряжений. Благодаря ОС, часть энергии этих колебаний поступает на вход усилителя, усиливается и попадает в узкополосную резонансную систему, где происходит фильтрация частоты генерируемых колебаний.
В начальной стадии рассмотренный процесс приводит к монотонному увеличению амплитуды генерируемых колебаний. По мере роста амплитуды колебаний выходные каскады усилителя переходят в режим насыщения, и она стабилизируется. В стационарном режиме работы автогенератора энергия, отбираемая из источника питания, расходуется на компенсацию потерь в колебательном контуре, цепи ОС и нагрузке.
Проведем анализ работы автогенератора гармонических колебаний и выясним методы отыскания частоты и амплитуды стационарных колебаний, а также условия его самовозбуждения.
2.2. Уравнение автогенератора
 |
Пусть в качестве активного элемента в автогенераторе используется операционный усилитель. На рис.2 представлена простейшая схема автогенератора на ОУ.
Рис.2
ОУ имеет две ветви обратной связи: отрицательная обратная связь (ООС), состоящая из резисторов R 1 и R 2 и положительная обратная связь (ПОС), состоящая из резистора R 3 и параллельного колебательного контура. Для упрощения анализа работы схемы будем полагать, что ОУ является идеальным: имеет бесконечно большой коэффициент усиления, входные сопротивления по обоим входам и нулевое выходное сопротивление.
Для узла, образуемого индуктивностью, емкостью, резистором R 3, пренебрегая входным током ОУ со стороны неинвертирующего входа, в соответствии с первым законам Кирхгофа, можно записать
I R =IC+IL . (1)
Выразим эти токи через соответствующие напряжения:
https://pandia.ru/text/78/222/images/image060_18.gif" width="264" height="53"> , (3)
где 2a =(1-К)/ R 3C - коэффициент затухания, а w20=1/ LC – собственная частота автогенератора. Уравнение (3) является основным дифференциальным уравнением, описывающим процессы, происходящие в автогенераторе. Его особенность состоит в том, что оно является нелинейным ввиду того, что коэффициент усиления К в общем случае является нелинейной функцией входного напряжения U ВХ.
Для приближенного решения уравнения (3) будем предполагать, что амплитуды генерируемых колебаний малы и коэффициенты в уравнении (3) постоянны. Результат решения линеаризованного уравнения представляет собой гармоническое колебание с экспоненциальным амплитудным множителем:
где U (0) – начальный заряд емкости, wР =left">
Тогда из условия стационарности работы такой схемы можно получить
U ВХ=U ОС. (5)
Напряжение ОС для произвольной частоты генерации можно записать в следующем виде:
U ОС =U ВХ=b U ВЫХ1. (6)
С другой стороны,
U ВЫХ1 = K СРU ВХ. (7)
Подставляя (7) в (6) и учитывая условия стационарности (5), окончательно имеем
b K СР =1. (8)
Последнее равенство можно представить в виде условия баланса амплитуд
ïb K срï=1 (9)
и условия баланса фаз:
jК+jОС=2pn , (10)
где jК – набег фазы в ОУ, jОС – набег фазы в цепи ОС, а n =0,1,2,...целое.
Из условия баланса фаз следует, что в стационарном режиме сумма фазовых сдвигов по цепи обратной связи равна 2pn . То есть на вход автогенератора напряжение ОС поступает в фазе с генерируемым колебанием. Поэтому из условия баланса фаз можно найти частоту генерируемых колебаний wР.
Из условия баланса амплитуд вытекает, что коэффициент усиления по петле обратной связи равен единице. Величина b не зависит от амплитуды входного сигнала. Величина K СР является нелинейной характеристикой амплитуды входного сигнала. Поэтому условие баланса амплитуд определяется как точка пересечения |K СР | (сплошная линия) с постоянной |1/ b |= |K СР | = K 0 (рис.4).
 |
|K СР |
U СТ1 U СТ2 U СТ U ВХ
Из графика видно, что величина |K СР | падает с ростом амплитуды U ВХ сигнала на входе системы. Поскольку величина коэффициента усиления по петле обратной связи K 0= |1/ b | постоянна и не зависит от U вх, то условие баланса амплитуд будет выполняться в точке пересечения K 0=|K СР |. Амплитуда U ВХ в этой точке будет равна амплитуде стационарных колебаний U ст=U вх. Легко проверить, что эта точка соответствует устойчивому состоянию равновесия системы. Если амплитуда входного сигнала возрастает от значения U ст, то за счет уменьшения |K СР | произойдет уменьшение коэффициента усиления в нелинейном усилителе, что приведет к возврату в устойчивое состояние равновесия. Аналогично при уменьшении U вх усиление возрастает.
Для некоторых активных элементов нелинейная зависимость среднего коэффициента передачи |K СР | от U вх может проявляться уже для малых значений U вх. При этом средний коэффициент передачи может иметь несколько точек пересечения с прямой обратной связи, как это показано на рис.4 пунктиром. С учетом изложенного ранее, нетрудно показать, что точка А и U СТ1 соответствует неустойчивому состоянию равновесия, а точка В и U СТ2 - устойчивому состоянию равновесия. В отличие от ранее рассмотренного случая генерирование колебаний в такой системе может произойти только при подаче на вход активного элемента внешнего воздействия, амплитуда которого превышает U СТ1. Такой режим возникновения колебаний называется “жестким” в отличие от “мягкого”, рассмотренного выше.
Равноценным подходом определения стационарной амплитуды генерируемых колебаний является ее графическое определение из колебательной характеристики. Колебательной характеристикой называется зависимость выходной амплитуды первой гармоники генерируемых колебаний U ВЫХ1 от амплитуды сигнала на входе U ВХ активного элемента. В рассмотренном ранее случае эта зависимость
U ВЫХ1 = K (U ВХ) U ВХ. (11)
Колебательную характеристику можно снять экспериментально. Для этого необходимо разорвать цепь обратной связи автогенератора, подать на вход нелинейного элемента гармоническое колебание амплитуды U ВХ и замерить амплитуду первой гармоники напряжения U ВЫХ1 на выходе ОУ. Соответственно зависимость амплитуды первой гармоники от величины сигнала на выходе цепи обратной связи можно представить с учетом (5) и (7) в виде
U ВЫХ1=(1/b) U ВХ. (12)
Очевидно, точки пересечения зависимостей (11) и (12) и дадут величину стационарных колебаний в автогенераторе. Точки пересечения могут давать как устойчивое, так и неустойчивое состояние равновесия системы.
2.4. Трехточечные автогенераторы гармонических колебаний
Рассмотренный ранее автогенератор с колебательным контуром в цепи ПОС называют LC -генератором. В большинстве схем LC -генераторов напряжение ОС снимается с части колебательного контура для сохранения его высокой добротности. Поскольку контур при этом имеет три точки подключения, то схемы LC -генераторов получили название трехточечных.
 |
Упрощенная структурная схема трехточечного автогенератора, построенного на базе ОУ, представлена на рис.5.
Рис.5
В схеме реактивные элементы c комплексными сопротивлениями Z 1, Z 2, Z 3 образуют идеальный (без потерь) колебательный контур. Предполагая, что входное сопротивление ОУ велико по сравнению с импедансами элементов контура, находим, что ток I ВХ=U ВЫХ/(Z 1+Z 3). Тогда напряжение на входе ОУ равно U ВХ=U ВЫХ Z 3/(Z 1+Z 3). Коэффициент передачи по цепи ОС равен b =U ВХ//U ВЫХ= Z 3/(Z 1+Z 3).
На резонансной частоте сопротивление контура чисто активное и равно
Z 1+ Z 2+ Z 3=0. (13)
Учитывая, что ОУ включен как неинвертирующий усилительный каскад и jК=0, условие баланса фаз (10) выполняется, если jb=2pn. Это условие можно обеспечить, если Z 1 и Z 3 одного знака, т. е. одинаковые (либо индуктивности, либо емкости). Для выполнения (13) второй элемент Z 2 должен иметь знак, противоположный знаку элементов Z 1 и Z 3. Отсюда получаются два варианта построения трехточечных генераторов: индуктивная трехточка (генератор Хартли) и емкостная трехточка (генератор Колпитца).
2.5. RC -генераторы
Технические характеристики и показатели LC -генераторов в диапазонах низких частот (НЧ) существенно ухудшаются вследствие резкого возрастания величин индуктивностей и емкостей колебательных контуров и соответствующих им размеров катушек индуктивности и конденсаторов. Поэтому в НЧ-автогенераторах вместо колебательных систем и цепей ПОС используют частотно-избирательные RC -цепи и ОУ.
Напряжение ПОС в RC -генераторах на ОУ можно подавать как на инвертирующий, так и на неинвертирующий входы. В схемах RC -генераторов с неинвертирующим включением ОУ частотно-избирательная цепь ПОС не должна вносить фазового сдвига в выходной сигнал. В RC -генераторах с инвертирующим включением ОУ, наоборот, RC -цепь ПОС на частоте генерации должна сдвигать фазу на угол, кратный jb=p.
Наибольшее распространение в радиоэлектронике получили автогенераторы с фазосдвигающей RC -цепью и с мостом Вина в цепи обратной связи.
Рассмотрим автогенератор с фазосдвигающей RC -цепью. Такой автогенератор может содержать инвертирующий ОУ и трехзвенную RC -цепь ПОС (рис. 6).
Рис. 6
Схема автогенератора состоит из трехзвенной RC -цепи с комплексным коэффициентом передачи
b (j w)=https://pandia.ru/text/78/222/images/image068_17.gif" width="25" height="24 src=">RC ) – частота квазирезонанса, на которой фазовый сдвиг равен jb(2p f К) = p, а b(2p f К) = 1/29. Поскольку ОУ включен как инвертирующий усилительный каскад, то условие баланса фаз будут выполняться на частоте квазирезонанса. Для генерации гармонических колебаний необходимо обеспечить выполнение баланса амплитуд, при котором коэффициент усиления ОУ ïK ï= R 2/ R 1>29. Как видно из приведенных выражений, частота генерации определяется параметрами внешних элементов ОУ. Недостатком RC -генераторов является довольно большое количество элементов в петле ПОС и как следствие трудность перестройки частоты генерации в широких пределах. Поэтому чаще применяют генераторы с неинвертирующим включением ОУ и мостом Вина в цепи ПОС.
RC -генератор с мостом Вина имеет более компактную структуру построения схемы. В цепь ООС такого генератора включен мост Вина (рис.7).
 |
Рис.7
На рис. 7 справа показана частотная и фазовая характеристики моста Вина. Из них видно, что на частоте квазирезонанса f К = 1/(2pRC ) коэффициент передачи цепи ОС равен b(2pf К) =1/3, а фазовый набег – нулю. Значит, самовозбуждение автогенератора возможно при выполнении условия баланса амплитуд ïK ï= 1+R 2/ R 1>3. Перестройка частоты такого генератора обычно производится с помощью сдвоенного конденсатора.
3. Контрольные вопросы
1. Поясните принцип работы обобщенного автогенератора с цепью ПОС.
2. Каковы особенности построения и работы автогенератора с колебательным контуром в цепи ПОС на ОУ?
3. Каковы условия самовозбуждения автогенератора? На какие вопросы дает ответ линейная теория автогенератора?
4. Каким образом обеспечивается баланс амплитуд и фаз в LC - генераторе гармонических колебаний на ОУ?
5. Что такое колебательная характеристика и прямая обратной связи? Как с их помощью определить амплитуду стационарных колебаний и исследовать устойчивость состояний равновесия системы?
6. Что такое “мягкий” и “жесткий” режим самовозбуждения автогенератора?
7. Что такое обобщенная трехточечная схема генератора? Объясните принцип работы индуктивной и емкостной трехточечных схем генераторов. Каким образом в них выполняется условие баланса амплитуд и фаз?
8. Объясните принцип работы RC -генераторов. Каковы характерные особенности RC -генераторов?
9. Какие факторы влияют на частоту генерирования RC -генераторов? Отчего зависит стабильность их работы?
4. Список литературы
1. Нефедов радиоэлектроники/. – М.: Высш. шк., 2000. С.243 – 259.
2. Каяцкас радиоэлектроники/. – М.: Высш. шк., 1988. С. 267–281.
3. Гоноровский цепи и сигналы/. – М.: Сов. радио,1977. С.323–359.
4. Зернов радиотехнических цепей/ , . – М.: Энергия,1972. С.694–713.